Главная Промышленная автоматика.

закроется, а D2 откроется, и за следующие тактов все содер-жащиеся в RG отсчеты gci{m, pi}=2gcK{m, [Ai (pi-1)+г]} из

всех Nr полосок дальности подаются в следующий блок обработки. В это время в сдвигающие регистры запишутся новые сигналы gcK{l,p + jVi} для следующего цикла суммирования.

Аналогичные процессы происходят и в другом (синусном) канале ПФ. Общим для обоих каналов могут быть делитель тактовой частоты с коэффициентом деления Л,., счетчик циклов СТ2 и дешифратор ДШ с инвертором.

Схему, подобную описанной, можно реализовать и на элементах памяти с произвольной выборкой информации.

Описанная простейшая обработка с\ 1Гналов в ПФ позволяет в Al раз снизить требования к объему памяти и в Л быст-

родействию фильтра синтезирования. Представленный на рис. 6.7 ПФ является одноканальным фильтром с равномерной весовой функцией (см. гл. 1). При необходимости использования многоканального ПФ потребуется соответствующее число аналогичных фильтров, соединенных в соответствии с рис. 1.29.

Весовая функция может быть введена в процессе предварительной фильтрации путем добавления к схеме рнс. 6.7 одного счетчика, одного ПЗУ с записанными весовыми коэффициентами и умножителя на каждый квадратурный канал. В счетчике под-считываются импульсы частоты /т и на выходе формируется двоичный код, являющийся адресом очередного весового коэффициента. В умножителе весовой коэффициент умножается на входной сигнал ёск{и, р) (или 5,5к{и, р]) и подается в сумматор SM. В последующем ПФ функционирует аналогично рассмотренному выше.

Из соотношения (1.67) следует, что число слагаемых Ai в частичных суммах зависит в общем случае от частоты зондирования и скорости носителя ЦРСА. Это обстоятельство создает дополнительные трудности в реализации алгоритмов обработки. Поэтому целесообразно частоту зондирования РЛС изменять так, чтобы ироизведение скорости носителя ЦРСА на период зондирования РЛС было постоянной величиной: 1/пГз = const. В этом случае алгоритмы обработки сигналов иа всех этапах не будут зависеть от скорости носителя ЦРСА, что упрощает систему цифровой обработки в целом. Однако при этом предъявляются более жесткие требования к передатчику РЛС из-за изменения средней мощности излучения прн изменении скорости носителя.

Сигналы gel { г, pi} с выхода ПФ поступают на вход ФС, где осуществляется их дальнейшая обработка. Как показано в гл. 2, алгоритмы фильтрации в РСА (алгоритм ПС, алгоритм гармонического анализа, алгоритм быстрой свертки) существенно отличаются друг от друга. Поэтому различными оказываются также и структуры ФС, реализующие эти алгоритмы. Рассмотрим сначала 7* 195



структуру ФС, реализующего алгоритм ПС в соответствии с вы-рал-сением (2.4):

п.,~] .

•{тп, q)= 2 1{т, q--pi}h{m, р,}. (6.6)

Как известно, операцию дискретной свертки (6.6) комплексных функций можно представить в виде комбинации четырех дискретных сверток квадратурных составляющих этих функций.

На рис. 6.8 представлена структурная схема цифрового ФС, реализующего алгоритм ПС. В состав цифрового ФС входят два ЗУ, где хранятся цифровые значения квадратурных составляющих %с\{т, р\) и t,s\{m, рх) на интервале синтезирования во всех Nr полосках дальности и весовые коэффициенты опорной фупкцпп, а также четыре коррелятора, каждый нз которых выполняет в соответствии с (6.6) операцию дискретной свертки \с\{т, Р\} или lsi{f", Р\} с одной из групп весовых коэффициентов опорной функции li{m, k). Каждый из корреляторов представляет собой умножитель с сумматором накапливающего тина.

Алгоритм работы коррелятора заключается в следующем. Из ЗУ выбирается один из отсчетов, например г-й, квадратурных составляющих l,ci{in, i) и s\{m, i) в m-й полоске дальности и перемножается с соответствующим весовым коэффициентом. Результат умножения засылается в предварительно обнуленный накапливающий сумматор. Затем из ЗУ выбирается (г-f 1)-й отсчет сигнала г + ]} и перемножается со следующим весовым коэффициентом, результат умножения суммируется с содержимым накапливающего сумматора и т. д. Процесс продолжается до тех пор, пока в сумматоре не накопится сумма всех Аг произведений. Одновременно такие же операции осуществляются в трех других корреляторах. После этого вычисляются мнимая и действительная части комплексного сигнала }{т, q), а затем и его модуль. Таким образом, получается один отсчет (двоичное число), величина которого характеризует радиолокационную яркость элемента разрешения в данной полоске дальности. Такие же операции проделы-ваются для всех Nr полосок дальности. После этого процесс вы-

с Выхода ПФ

Коррелятор j

-т--

I----1 J{m,5>

Рис. 6.8. Структурная схема цифр ifi

с Выхода

{т, X}

ювого ФС, реализованного на корреляторах



числспш"! повторяется для первой полоски. Разница заключается лишь в том, что в новом цикле вычислений сигнал ii{m, pi} как бы слвигаетея па одну позицию по линии пути (по р[) и с пер-вы.м весовым коэффициентом перемножается уже второй отсчет сигнала, т. е. h{m, 2}й{т, 1}, а с последним - вновь поступивший из ПФ за время цикла обработки отсчет lt{m, Л2+l}. Таким образом, последовательно по мере движения носителя ЦРСА вычисляются все элементы радиолокационного изображения, которые далее поступают на отображение, регистрацию и в систему передачи изображения по радиоканалу (см. рис. 6.1).

Рассмотренную структурную схему ФС (рис. 6.8) удобно применять в тех случаях, когда в распоряжении конструктора имеются цифровые нли дискретные (например, на основе ПЗС) корреляторы в виде законченных функциональных узлов. При наличии комплексного умножителя предпочтительнее является структура ФС, изображенная на рис. 6.9. Алгоритм работы этого фильтра заключается в следующем. Из ЗУ выбираются отсчеты (двоичные числа) квадратурных составляющих 1с]{т, pi} и .i{m, р\} сигнала {/п, р,} и соответствующие данной полоске дальности весовые коэффициенты опорной функции. Осуществляется их умножение, и результат умножения, отдельно его действительные и мнимые части, засылается в накапливающие сумматоры. Этот процесс повторяется до тех пор, пока в сумматорах не накопится сумма всех N2 произведений. Далее вычисляется модуль комплексного числа, содержащегося в сумматорах, представляющего собой отсчет сигнала РЛИ j{m, q}. Таким образом производятся вычисления для других полосок дальности; далее указанная процедура повторяется для первой полоски дальности, но при этом с первой парой весовых коэффициентов hc{m, 1}, hs{rn, 1} комплексно перемножается уже второй отсчет квадратурных составляющих сигнала ii{m, 2), а с последней парой hc{m, k) и hs{m, k} - вновь поступивший с ПФ отсчет сигнала 1\[т, N2+1] и т. д.

Поскольку результат вычислений не зависит от порядка выполнения операций сложения, то обе структуры ФС приводят к

%С1 {".рК

с выхода ПФ


ti, {т, К]

5s) {т,р!) с Выхода

Л К?)

Рис. О.Э. Структурная схема цифрового ФС, реали,зованная на комплексных умножителях





0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 [64] 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100

0.0036