Главная Промышленная автоматика.

Наиболее распространенной формой дискретизации сигналов по времени является равномерная дискретизация, основанная на теореме Котельникова, согласно которой /г=2А/, где Д/ - ширина спектра кодируемого сигнала. При практических расчетах удобно пользоваться следующей формулой, определяющей частоту дискретизации в мегагерцах, которая следует из (1.41) при ,-=2:

/,. = 300/р„

(6.1)

где рг выражается в метрах. Соотношение (6.1) определяет частоту дискретизации /, исходя нз расчета формирования двух отсчетов на элемент разрешения.

Обычно в связи с ограниченным быстродействием современных АЦП [44] для квадратурных составляющих применяют два ФД (двухкапальный способ), как это показано в гл. 1. Следует, однако, указать, что такая система обладает следующими существенными недостатками:

создание двух идентичных по своим характеристикам ФД сопряжено со значительными трудностями, так как ФД являются аналоговыми устройствами со всеми присущими им недостатками;

усиление после ФД широкополосных видеосигналов с соблюдением идентичности и стабильности во времени характеристик двух широкополосных аналоговых усилителей представляет собой сложную техническую задачу.

Рассмотрим одноканальный способ выделения квадратурных составляющих, свободный от указанных недостатков, но требующий при этом же разрешении РЛС по дальности вдвое большего быстродействия АЦП. Структурная схема устройства, реализующего одноканальный способ формирования 1с{т, р} и %s{in, р}, представлена на рис. 6.3. Функционирует она следующим образом. Формируемое на выходе УПЧ приемника РСА колебание бпч(> рГз) промежуточной частоты conpi = 2n/npi, ширина спектра которого составляет 2А/, поступает на смеситель. На второй вход смесителя с блока задающих частот подается опорная частота Иоп. На выходе смесителя выделяется колебание пр(г, рТ) разностной

Смеситель

Блок задающих частот

Блок логической оЬраЪотни

1

Щ,{т,р}=(2р-1П-1Г Ц{т,р}

Рис. 6.3. Структурная схема устройства, реализующего одноканальный способ формирования квадратурных составляющих сигнала



частоты (Впр2 = сопр1-05оп. Выбор величины разностной частоты зависит от ширины спектра сигнала: она должна удовлетворять неравенству о)пр2Асо. Таким образом, смеситель выполняет операцию смещения спектра сигнала в область более низких частот. Отметим, что указанная операция не является принципиально необходимой. Можно осуществить выделение его квадратурных составляющих и на промежуточной частоте ипрь Однако в этом случае требуемая частота дискретизации составит величину 4сопр >А(о. Таким образом, операция смещения спектра сигнала в область возможно более низких частот позволяет существенно снизить требования к быстродействию.

Преобразованный по частоте сигнал с выхода смесителя поступает на АЦП, где с частотой дискретизации (и,- = 4ыпр2 преобразуется из аналоговой формы в цифровую и подается в блок логической обработки для формирования квадратурных составляющих с{ш, р} и ls{m, р} по следующему алгоритму:

четные выборки относятся к синусной составляющей, нечетные - к косинусной;

знаки четных выборок 1с{т, р} и нечетных ls{m, р} изменяются на обратные.

На рис. 6.4 в качестве примера показаны квадратурные составляющие траекторного сигнала одиночной точечной цели, сформированные по изложенному алгоритму из ЛЧМ радиосигнала со средней частотой о)пр2- Сигналы на выходах блока логической обработки имеют точно такой же вид, что и на выходах двух ФД (рис. 1.6).

При одноканальном способе выделения квадратурных составляющих спектр кодируемого сигнала смещается на частоту ипр2 Асо, следовательно, частота дискретизации (в мегагерцах) должна составлять fr600/pr, где рг - разрешение РЛС по дальности в метрах. В этом случае fr обеспечивает формирование двух


Рис. 6.4. Иллюстрация формирования квадратурных составляющих ЛЧМ сигнала

одиокаиальиым способом



отсчетов цифрового сигнала на элемент разрешения. Так, для получения разрешения по дальности рг = 7 м потребуется два АЦП с быстродействием 43 МГц или один АЦП с быстродействием 86 .МГц.

До недавнего времени создание АЦП с высоким быстродействием (в десятки мегагерц) было возможно лишь с использованием быстродействующих дискретных элементов. Такие АЦП и.мели невысокую надежность, были сложными в изготовлении и настройке, имели большие габариты и значительные потребляемые мощности. Поэтому АЦП были одним из самых «узких» мест ЦСО. В настоящее время бурное развитие технологии изготовления микросхем привело к возможности создантш АЦП в интегральном исполнении с тактовой частотой в десятки мегагерц [44]. В будущем можно ожидать появления АЦП в интегральпо.м исполнении, обеспечивающих полосу частот 100 МГц и потребляющих порядка 0,5 Вт [45].

С выхода АЦП цифровые сигналы 1с{т, р} и ls{>n, р} по двум квадратурным каналам (piic. 6.2) поступают в блок изменения временного масштаба. В каждом из каналов С1!стемы обработки выполняются однотипные операции над квадратурными составляющими. Поэтому будем рассматривать преобразования над одной составляющей, например 1с{т, р}, а при оценке требуемого объема памяти и быстродействия того пли иного устройства учитывать наличие второго канала.

Назначен11е блока изменентш временного масштаба обусловлено требуемым высоким быстродействием ЦСО. Действительно, пусть с АЦП на вход ЦСО поступают отсчеты 1с{т, р} с частотой дискретизации fr, определяемой соотношением (6.1). В этом случае при разрешении по дальности ргЮ м частота /i30 МГц. Все последующие операции над сигналом должны выполняться в реальном времени. Поэтому желательно использовать все возмож-HOCTii для понижен1!Я частоты поступления информации в последующие блоки. Эта задача и решается в блоке 11зменения временного масштаба.

В реальных условиях сигнал {т, р} обычно обрабатывается в интервале (полосе обзора) по дальности Гг (см. рис. 1.14), что иа величину Г1 меньше максимальной дальности г„, т. е. в течение частп периода зондирования, равной 2ri/c, в ЦСО не поступают отсчеты i,c{m, р}, причем обычно эта часть является существенной, а иногда преобладающей. Поэтому имеется возможность расширить время обработки почти иа весь пертюд зондировантш. Эту задачу можно решить с помощью буферного ЗУ с надлежащим алгоритмом работы. Например, в очередном периоде зондирования часть времени, определяемая шириной полосы обзора, траекторный сигнал Ь,с{т, р} записывается в буферное ЗУ с частотой fr. В следующем зондировании сигнал записывается в другое точно такое л<е ЗУ, а из первого ЗУ считывается с частотой /т</г в течение всего периода зондирования. Следовательно- тактовая





0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 [61] 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100

0.0058