Главная Промышленная автоматика. дя н не исключает одного из верхних уровней выходного цифрового сигнала 9]. Такая идеализация позволяет получить из общего анализа результаты для бинарного квантования как частного случая работы АЦП. Вместе с тем ошибки в оценке шумов прн переходе к реальным характеристикам АЦП столь малы, что нмн можно пренебречь. Как следует нз (1.46) н (L49), шумы АЦП включают шумы квантования дисперсией Dkb и шумы ограничения с дисперсией Dorp. Уровень аналогового сигнала, уходящий за пределы ограничения, выделен на рис. 1.17,а штриховкой. Если дисперсия шумов квантования в пределах «линейности» АЦП определяется соотношением (1.46), то, как следует из [13], дисперсия шумов ограничения Dov-p = 2] (f/opp - ! (ic) die (1.50) представляет собой мощность той части входного сигнала, которая превысила уровень ограничения. Плотность вероятности, соответствующая этой части входного сигнала, на рис. 1.17,а отмечена штриховкой. Анализ (1.46) и (1.50) показывает, что увеличение числа разрядов АЦП при постоянном шаге квантования и уменьшение шага квантования при постоянном уровне ограничения способствуют уменьшению как шумов квантования, так и шумов ограниче- Рис. 1.17 Зависимость среднего квадратического отклонения шума квантования от шага квантования 2-39 33 ния. Однако совершенно очевидно, что при этом возрастают аппаратные и вычислительные затраты при дальнейшей обработке сигналов. Снижать шумы АЦП но отношению к уровню шумов приемника на входе АЦП не имеет смысла, так как это сколько-нибудь заметного выигрыша в отношении сигнал-шум не дает. В связи с этим шумы АЦП выбирают на уровне шумов приемника. Зависимости дисперсии шумов ограничения и квантования от относительного уровня ограничения f/orp/cj показаны на рис. 1.17,6. График зависимости шумов ограничения изображен штрихпунктирной линией. Сплошными и штриховыми линиями показаны зависимости дисперсии шумов квантования для нечетного Ар=1, 3, 5, 7 и четного Np = 2, 4, 6, 8 числа разрядов. Отметим, что при бинарном квантовании (Ар=1) кривая обрывается при Ьогр/ст? =2, поскольку далее АЦП переходит в «нелинейный» режим. Кривые шумов квантования построены для нормального закона распределения плотности вероятностей сигнала на в.ходе АЦП. Здесь же на рис. 1.17,6 показана кривая зависимости (штрих-звезда) вероятности ограничения сигналов Рорр - 2 ( = с) die (1.51) для нормальной плотности вероятностей. Дисперсия шумов ограничения под-считывалась непосредственно по формуле (1.50), а шумов квантования - после подстановки Акв = {/огр/(2ацп ), (1.52)1 следующего из (1.48), в формулу (1.46): D„B = t/o%/(3-2 АЦП). (1.53> Из анализа графиков, представленных на рис. 1.17,6, следует, что дл> каждого числа разрядов Np существует оптимальный (в смысле минимума суммарного шума АЦП) уровень ограничения сигналов, что на основе (1.52); позволяет однозначно определить оптимальный в этом смысле шаг квантования. Оптимальный вариант выбора параметров АЦП близок к рекомендациям [13]. Оптимальные параметры АЦП могут в процессе работы удерживаться, например, если автоматическая регулировка приемника поддерживает постоянной вероятность ограничения сигнала в АЦП. Процесс получения двумерного РЛИ включает реализацию •соотношепий (1.53) для каждого т-го отсчета по наклонной дальности: J (m, q] = J {m, q] = N/2 p=-N/2 N/2 p=-W/2 (m, p + q] h {m, p} {m, q-p] h {m, p} (1.54) m = 0, 1, 2, 3..... Nr-\; }i{m, p}-цифровая двумерная опорная функция, которая так же, как и сигнал, содержит шумы дискретизации и квантования. Следует отметить, что цифровая опорная функция П{/п, p}=/ic{/n, p}+lha{m, р} = = dig {Н{рТ,)ехр и 2л{У„рТ,)У(Хгт)]} (1.55) соответствует наклонной дальности до каждой, т-й полоски дальности Гт = п+тАг. В выражениях (1.54), (1.55) = 0, ±1, ±2, ... - номер отсчета сигнала РЛИ по азимуту; Я(рГз)-весовая функция, вид которой определяется при оптимизации системы обработки. Соотношения (1.54) могут быть представлены как в алгебраической, так и в показательной формах; / (т, q} = 2 to ("• Р + (?) {п, р]-Is {т, p+q}X -N/2 p-N/2 + 1, {m,p+q}K{in, p]] J {m, q} = X exp [arg t{m, p + q] + arg h (m, p}\ (1.56) 2 \l{m, p + q}l\h{m, p}\x P=~N/2 Схемы устройств, реализующих алгоритм обработки (1.54) в обеих формах, показаны соответственно на рис. 1.18 и 1.19. Сигнал из приемники Сигнал из передатчика
f>c{m,p} И{т,р} Рчс. 1.18. Схема обработки траекторного сигнала, представленного в виде действительной и мнимой составляющих 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 [10] 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 0.0019 |