Главная Промышленная автоматика.

на выход транзистора. У этого сигнала можно изменять амплитуду и фазу, что обеспечивает моделирование любого сопротивления, которым можно нагрузить транзистор. Преимуществом данного метода является отказ от трансформатора сопротивлений на выходе, который не позволяет реализовать нагрузки с модулем коэффициента отражения, близким к единице. Для большинства транзисторов необходимо обеспечить именно такие нагрузки. Поэтому рассматриваемый метод наиболее применим в данном случае и показал наилучшие результаты при использовании в измерительной установке вычислительной техники для обеспечения эффективности проведения измерений.

Была сделана попытка использовать определение обычных -параметров при больших уровнях мощности [118]. Параметры рассеяния были измерены при больших уровнях мощности. Для случая ПТШ такой метод не дал желаемых результатов, что можно достаточно легко объяснить. Измерение проводилось при сопротивлении нагрузки по выходу, равном 50 Ом. При этом ограничение выходной мощности возникает не из-за простого рассогласования (принципиальная основа определения 5-параметров), а из-за нелинейности выходного сопротивления. Для пояснения этого факта рассмотрим вольт-амперные характеристики транзистора и его нагрузочные прямые, показанные на рис. 14.6, В случае нагрузочной прямой, соответствующей режиму работы на малом сигнале (А), максимальная выходная мощность ограничивается пробивным напряжением затвор - сток, в то время как для большого сигнала (Б) ограничения связаны с предельной мощностью собственно транзистора.

Методика, успешно развитая в работах [243, 177, 178], несколько отличается от описанных ранее и в качестве отправной точки основывается на линейной эквивалентной схеме транзистора. В данном случае основным является предположение о зависимости некоторых параметров эквивалентной схемы от мощности. Эти зависимости определяются из измерений -параметров при различном смещении по постоянному току. Данный метод показал хорошее соответствие теоретических и экспериментальных данных при его применении к транзистору, работающему при очень малых уровнях мощности (примерно 200 мВт/мм) . На наш взгляд, условия работы были выбраны не совсем удачно. Поэтому необходимо еще показать возможность применения этого метода к всевозможным режимам работы транзисторов, у которых ограничение мопщости связано с проявлением различных эффектов (например, в проведенных экспериментах режим работы, связанный с лавинным пробоем, не бьш рассмотрен при режиме по постоянному току, соответствующем напряжению U = 6 В) . Кроме того, остается открытым вопрос о том, может ли стандартная эквивалентная схема объяснить слабую частотную зависимость коэффициента усиления при высоких уровнях мощности.

14.1.3. ОПРЕДЕЛЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ СОГЛАСУЮЩИХ ЦЕПЕЙ

После измерения входного и выходного сопротивлений необходимо провести синтез их эквивалентных схем. Обычно для удовлетворительного рещения этой задачи требуются цепи, содержащие не более четырех элемеп-



тов. Очень часто для нахождения их параметров используются методы оптимизации. Перед тем как приступить к синтезу согласуюидих цепей, необходимо на основе -параметров провести исследования областей устойчивости транзистора не только на рабочих, но и на низких частотах. Такой подход справедлив как для малошумящих усилителей, так и для усилителей мощности. Определение областей потенциальной неустойчивости позволяет, с одной стороны, обеспечить устойчивую работу схемы на рабочих частотах, а с другой - правильно выбрать цепи подачи смещения на транзистор, которые не привели бы к возникновению паразитной генерации на низких частотах.

Если предположить, что определенные таким образом эквивалентные схемы адекватно описьшают входное и выходное сопротивления транзистора, то можно перейти к проектированию согласующих цепей. Всевозможные подходы к решению этой задачи опишем в порядке увеличения их сложности.

1. В наиболее простом случае считают, что транзистор имеет чисто резис-тивные сопротивления и частотно-независимый коэффициент усиления. Если это так, то можно воспользоваться хорошо разработанными методами согласования цепями без потерь на основе фильтров нижних частот или полосковых фильтров. Для фильтров нижних частот, которые легко реализуются на практике, имеются табличные данные, позволяющие определять параметры их элементов, обеспечивающие чебышевскую [130], эллиптическую [182] или максимально-плоскую [40] характеристику согласования. Эти данные характеризуют соотношения между числом элементов, частотной полосой согласования и изменением коэффициента передачи. Необходимо отметить важную особенность такого подхода: в большинстве практических случаев требуется относительно небольшое число элементов согласующих цепей (4 или 6) и при дальнейшем его увеличении не наблюдается существенного улучшения характеристик [120, 130]. Полученные элементы с сосредоточенными параметрами при необходимости можно легко пересчитать (например, с использованием методики Ричардсона) в элементы с распределенными параметрами. Поскольку существующая методика не позволяет решить такую задачу с достаточной точностью, то обычно требуется проверить результаты проектирования с применением машинных методов анализа цепей с последующей, если это окажется необходимым, коррекцией параметров согласующих цепей.

2, Более сложным случаем является такой, при котором требуется учет реактивных составляющих входного и выходного сопротивлений транзистора. При этом можно воспользоваться предьщуищм подходом, отнеся реактивные составляющие к согласуюидим цепям, что можно легко сделать для выходного сопротивления, эквивалентная схема которого показана на рис. 14.1. Для входтюго сопротивления применение такого метода также

бьшает справедливым, поскольку в большинстве случаев реактивная составляющая собственно входного сопротивления транзистора бывает меньше паразитных реактивных составляющих сопротивлений выводов и корпуса. Во всех остальных случаях проблема согласования не может быть решена такими простыми методами и необходимо использовать стандартные мето-



дики синтеза [23, 60, 246], наиболее эффективные из которых основаны на применении вычислительной техники.

З.На практике коэффициент усиления транзистора зависит от частоты. Поэтому возможные изменения коэффициента усиления должны учитываться при проектировании широкополосных усилителей. В общем случае одна из согласующих цепей проектируется на обеспечение равномерной характеристики, а другая определяет изменения коэффициента передачи в полосе частот.

В противоположность рассмотренным ранее в нодразд. 14.1.2 методикам синтеза, которые базируются на давно развитой теории Боде - Фано, к проблеме проектирования согласующих цепей при условии изменения коэффициента передачи обратились сравнительно недавно. При этом были реализованы различные подходы, которые дали примерно одинаковые результаты. В работах [105 - 111] была развита методика синтеза для цепей с распределенными параметрами. В работе [134] описана методика синтеза цепей с сосредоточенными параметрами при условии изменения коэффициента усиления со скоростью 6 дБ/окт. Если коэффициент усиления изменяется другим образом, то, комбинируя такие согласующие цепи, можно получить требуемые характеристики усилителя. Иной подход развит в работе [31], где рассматривается методика, основанная на кусочно-линейной аппроксимации частотных характеристик.

Все методы, за исключением первого, основанного на использовании табличных данных, достаточно сложны и требуют большого количества алгебраических вычислений. Поэтому в большинстве вьшолненных ранее работ к синтезу усилителей привлекается вычислительная техника. Разработчикам схем, имеющим дело с применением машинных методов проектирования, нет необходимости детально знать основы этих методов. Поэтому остановимся лишь на их классификации и описании возможностей.

Большинство машинных методов можно объединить в две группы, реализующие ранее описанные методики для облегчения проведения необходимых расчетов и основанные на методах оптимизации. Обращение к методам второй группы на первый взгляд очень заманчиво, поскольку на стадии проектирования они базируются только на выборе реализуемых топологий. Все остальное относится к проблемам машинных алгоритмов оптимизации. Однако, к сожалению, задача оптимизации при этом является существенно нелинейной с множеством локальных минимумов. Кроме того, число оптимизируемых переменных может достигать большой величины. Для узкополосных усилителей (с полосой примерно 10%) в качестве начального приближения обычно бывает достаточно взять результаты проектирования усилителя на одной частоте, а затем перейти к оптимизации во всей требуемой полосе частот. В случае проектирования широкополосных усилителей такой подход ведет к неэкономично большим затратам машинного времени и недостаточной оптимизации. Машинный синтез во многом повторяет обычную методику синтеза усилителей, за исключением, конечно, дополнительных возможностей обеспечения высокой степени сложности и использования





0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 [89] 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165

0.0037