Главная Промышленная автоматика.

ня мощности козффищ1енты усиления уменьшаются); б) определение оптимальных нагрузок по входу и выходу, соответствующих максимальному коэффициенту усиления, связанное, как правило, с экспериментальными методами.

Полоса частот. Задача синтеза согласующих цепей осложняется тем, что входные и выходные сопротивления транзистора носят комплексный характер: входное сопротивление можно представить последовательным соединением резистора и конденсатора, выходное ~ параллельным соединением резистора и конденсатора (рис. 14.1) . При необходимости учета влияния корпуса транзистора эквивалентные схемы сопротивлений усложняются последовательным включением паразитной индуктивности. Боде впервые показал [23], что проектирование трансформаторов полных сопротивлений с заданной точностью возможно только в ограниченной полосе частот из-за наличия реактивностей составляющей сопротивления. Теория синтеза трансформаторов сопротивлений при условии наличия реактивности составляющей и ограничения полосы частот подробно уже рассматривалась ранее [60, 109, 246]. Приведем соотношения для ограничений полосы частот согласования при соответствующем коэффициенте ослабления G, наличии в реактивной составляющей сопротивления и независимости от частоты максимально возможного коэффициента усиления:

= [f 7?Cln(l/(l-G))]

(14.1)

5/вх =

/з ln[l/(l~G)]

(14.2)

где/jj. А/ ~ верхняя частота и полоса частот.

Аналогичные задачи при заданной скорости изменения коэффициента усиления в полосе частот бьши также рассмотрены в работе [109]. При этом выведены более сложные соотношения, чем (14.1) и (14.2). Поэтому ограничимся лишь обсуждением полученных результатов. На рис. 14.2й, б приведены зависимости нормированной к верхней частоте полосы частот 5/ от нормированной постоянной времени согласуемого сопротивления RCf при условии, что коэффициент ослабления составляет 0,5 дБ (lOlgG), максимально возможный коэффициент усиления не изменяется в полосе частот

Рис. 14.1. Идеализированные эквивалентные схемы входного (а) и выходного (б) сопротивлений кристалла GaAs ПТШ



100 80 ВО

УьдВ/окт

потери 0,5 Д.В

у0 дБ/ окт

•-3 J 1 i

--- потери 05дд

0,002 ащб 0,01

RCf а)

0,02

0.03


т 12

Рис. 14.2. Зависимости нормированной к верхней частоте предельной полосы частот 6/ от нормированной постоянной времени для входного (а) и выходного (б) сопротивлений при коэффициенте ослабления С =0,5 дБ

(О дБ/окт) и (или) изменяется со скоростью 6 дБ/окт. Нетрудно заметить, что при постоянстве коэффициента усиления получается меньшая полоса частот, чем при изменяющемся коэффициенте усиления. Как видно из рис. 14.26, для случая согласования выходного сопротивления зависимости имеют большую скорость изменения, чем для случая согласования входного сопротивления. Следовательно, влияние паразитных элементов необходимо уменьшить прежде всего на выходное сопротивление транзистора как определяющее ограничение полосы частот согласования.

Как было отмечено ранее, входная емкость большинства приборов мала. Поэтому из-за влияния паразитной индуктивности на высоких частотах входное сопротивление транзистора будет носить индуктивный характер. В этом случае эквивалентную схему входного сопротивления можно представить в виде последовательного соединения индуктивности L и сопротивления R, а ограничения полосы частот можно определить из рис. 14.26, заменив RCf nafLlR.

Для удобства рассмотрения были построены номограммы, позволяющие найти ограничения на полосу частот для наиболее распространенных значений параметров и при неизменном коэффициенте усиления и скорости его изменения б дБ/окт. На рис. 14.3 представлена номограмма для входного (последовательное соединение 7? и С) и выходного (параллельное соединение R иС) сопротивлений и при неизменном коэффициенте усиления (О дБ/окт).

Использовать эту номограмму можно следующим образом. Сначала определяют величину RCfj и находят соответствующую ей точку на верхней или правой границе номограммы (с учетом шкал для входного и выходного сопротивлений) . Далее соединяют эту точку с началом координат и получают зависимость предельной полосы частот от коэффициента ослабления G (дБ).



0,02

Вход

0,10,075 0,050,01,5 0.035 0,03 0.025

-T-h-1 I "i I,-1-r-

Bbixod

0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0.7 0,8 0,9 1 1.1 7,2 IJ

"1-r

7,4 -1,5

1,75 2

5 6

-\8 10

0,0175

0,015

0,0125

0,01

0,0075

0,005

0 0,05 0,2 0,4 0,75 1 1,5 2 2,5 Коэффициент ослабления, дВ

Рис. 14.3. Номограмма для определения ограничения полосы частот при согласовании входного и выходного сопротивлений при неизменном коэффициенте усиления и различных коэффициентах ослабления

В случае, если скорость изменения коэффициента усиления равна 6 дБ/окт, то необходимо использовать зависимости, представленные на рис. 14.4й, б. Для скоростей изменения коэффициента усиления, лежащих в пределах 0 - 6 дБ/окт, используют обычно интерполяцию. Анализ приведенных характеристик хотя и позволяет дать конкретный обнадеживающий ответ на вопрос о существовании идеального трансформатора для рещения задачи щиро-кополосного согласования, но не гарантирует возможную реализацию такого трансформатора на СВЧ [23.5].

14.1.2. ОПРЕДЕЛЕНИЕ УСЛОВИЙ СОГЛАСОВАНИЯ ПО ВХОДУ И ВЫХОДУ

Рещение задачи проектирования СВЧ транзисторных усилителей связанр с синтезом двух согласуюшцх цепей без потерь на входе и выходе транзисторов (рис. 14.5), которые обеспечивают необходимое согласование транзис-





0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 [87] 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165

0.0035