Главная Промышленная автоматика.

характеристики цепей первого типа периодически повторяются с частотой, что объясняется соответствующими частотными зависимостями отдельных элементов с распределенными параметрами. Однако если требуемые значения параметров элементов с учетом допусков на них реализуются на практике, то в цепях на элементах с распределенными параметрами можно получить такую же полосу пропускания, как и на элементах с сосредоточенными параметрами (верно и обратное утверждение). Практически наиболее целесообразно для проектирования широкополосных усилителей на ПТШ использовать машинные методы оптимизации, которые применимы для усилителей на элементах как с распределенными, так и с сосредоточенными параметрами [21,105, 245].

В мощных усилителях на нескольких параллельно включенных ПТШ необходимо применять согласующие цепи, обеспечивающие большой коэффициент трансформации п. Обычно частотная избирательность таких цепей возрастает при увеличении п. Следующий специальный пример будет иллюстрировать данное положение. В простом случае сопряженного согласования входного сопротивления ПТШ с помощью Т-образной согласующей цепи на элементах с сосредоточенными параметрами относительная частотная избирательность цеш будет определяться добротностью цепи Qi, которая прямо пропорциональна крутизне реактивной составляющей входной проводимости усилителя [146], как показано на рис. 14.32а. Как и ранее, предположим,

fV>-k

-гогч.

1\ =-;г.

Xlt на частоте cOq

0)0 wn

Рис. 14.32. К сравнению добротности схем с согласующими цепями иа элементах с сосредоточенными (а) и распределенными (б) параметрами



что на центральной частоте индуктивная составляющая сопротивления проволочного вывода Xi компенсирует емкостную составляющую входного сопротивления Х, а Т-образная согласующая цепь на элементах с сосредоточенными параметрами (см. рис, 14.32а) симметрична. Это необходимо для проведения корректного сравнения характеристик такой схемы с аналогичными характеристиками схемы на элементах с распределенными параметрами (рис. 14,326). Параметры согласующей цепи выбраны таким образом, чтобы на центральной частоте входное сопротивление транзистора было полностью согласовано с внутренним сопротивлением генератора Zo. При этом добротность цепи можно оценить следующим образом:

е, =Хз ?зх + Ч"[1-1/«], (14.40)

гдeг=Zo/i?вx>

Аналогичным образом можно рассмотреть характеристики согласующей цепи, построенной на основе четвертьволнового отрезка длинной линии, показанной на рис. 14.325, и получить ее добротность

(3, =UBxl/Bx + "Vtl-V«]/4. (14.41)

Анализ формул (14.40), (14.41) показьтает приблизительно одинаковую добротность цепей на элементах с различным типом параметров. Кроме того, добротность Qi увеличивается с ростом коэффициента трансформации п, что уменьшает широкополосность схемы. Отметим, что добротность цепи складывается из добротности входного сопротивления транзистора ~ ~ IBxIZ-Bx ~ Свх-вх) * составляющей, зависящей только от характеристик согласующей цепи. Очевидно, что Qi будет определяться еще и дополнительной составляющей, а чувствительность схемы к изменению частоты несколько возрастает, если между транзистором и согласующей цепью будет располагаться отрезок длинной линии. С увеличением ширины затвора у ПТШ добротность 6i также имеет тенденцию к росту из-за появления дополнительной паразитной реактивности. Учитывая эти факторы, можно сделать вывод о том, что для обеспечения большей широкополосности наиболее предпочтительно размещение цепей согласования внутри корпуса.

Хотя во многих других работах рассматриваются вопросы проектирования и выбора схемной реализации согласующих цепей для усилителей на ПТШ с большой шириной затвора, едиными для всех являются ограничения широкополосности, обусловленные возможностями реализации элементов таких цепей. Если требуется дальнейшее увеличение предельной выходной мошдости у ПТШ, а минимум входного сопротивления прибора, представляющего собой несколько параллельно соединенных транзисторных структур, ограничен возможностями согласования, то необходимо использовать параллельное включение каскадов усилителей. При этом применяются делители мощности синфазного [244] или квадратурного типа (3-дБ направленные ответвители [116]), что позволяет получить разветвление мощности на 2* каналов. На практике в диапазоне частот 5 - 20 ГГц из-за возрастания потерь обычно выбирается к<Ъ. Использование названных делите-



лей мощности в диапазоне 8-12,5 ГГц обеспечивает щирокополосность до 40%. Недавно развитый подход, основанный на применении прямых делителей мощности на т каналов (т =12) [185], также может быть реализован при разработке мощных усилителей в диапазоне частот по крайней мере до 10 ГГц. Схемотехнические аспекты используемых делителей мощности представляют собой отдельный предмет исследования, на котором не будем останавливаться. Данному вопросу посвящен хорощий обзор, приведенный в [181].

Физическая реализуемость согласующих цепей на элементах с сосредоточенными или распределенными параметрами зависит от выбранной технологии изготовления усилителей и частотного диапазона, для которого они разрабатываются. В этом случае можно выделить следующие типичные факторы, влияющие на ограничение широкополосности усилителей только из-за особенностей физической реализуемости СВЧ схем.

1. Реальные допуски на параметры элементов, входящих в согласующую цепь, ограничивают использование в таких цепях большого числа элементов. Для элементов с сосредоточенными параметрами, например серийно вьшускаемых конденсаторов, разброс не может быть меньше 10%. Кроме того, существует нижний предел на значения индуктивности и емкости таких элементов (примерно 0,2 нГн и 0,1 пФ соответственно), которые достижимы с учетом повторяемости характеристик в случае разработки СВЧ гибридных интегральных микросхем, предназначенных для использования в диапазонах 8-12,5 и 12,5- 18 ГГц. Как говорилось ранее в этом разделе, существуют и ограничения при реализации возможных значений волнового сопротивления микрополосковых линий, которые представлены в табл. 14.7. На тонких подложках, таких, какие используются, например, в GaAs полупроводниковых интегральных микросхемах, трудно изготовить микрополосковые линии с большими волновыми сопротивлениями (верхний предел примерно 100Ом). Эти ограничения приводят к тому, что в согласующих цепях используется не более четырех или пяти реактивных элементов. Увеличение числа таких элементов обычно не улучшает широкополосности усилителей.

2. Паразитные реактивности корпусированных транзисторов фиксированы, а сами элементы не всегда можно ввести в оптимизируемую согласующую цепь. Согласование прибора должно выполняться внешними цепями, а добротность корпусированного прибора всегда будет больше добротности собственно транзистора.

3. Паразитные реактивные элементы, емкостные и индуктивные, накапливают электрическую и магнитную энергию. Поскольку добротность таких цепей выше, то их широкополосность уменьшается. Минимизация числа паразитных элементов с сосредоточенными параметрами и использование хорошо воспроизводимых на практике элементов с распределенными параметрами уменьшают влияние паразитных элементов и позволяют проектировать широкополосные цепи на более высоких частотах. Очевидным и основным достоинством СВЧ полупроводниковых интегральных микросхем





0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 [105] 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165

0.006