Главная Промышленная автоматика.

ковых линий с другими характеристиками. В данном случае возможно и компромиссное решение, основывающееся на совместном использовании обоих типов согласующих цепей, при котором общий коэффициент трансформации будет определяться коэффициентами трансформации частей согласующей цепи, выполненных на различных элементах. Такой подход типичен для проектирования усилителей на мощных ПТШ, требующих коэффициентов трансформации 50 и более.

Приведенные примеры относились к согласованию входа ПТШ. Однако тот же подход пригоден и для проектирования на определенной частоте /о согласующей цепи на выходе транзистора, если при этом можно нейтрализовать влияние выходной емкости соответствующим выбором индуктивности соединяющей проволочки. Для определения потерь на других частотах, отличающихся от /о, необходимо использовать машинные методы анализа данных согласующих цепей с учетом частотной зависимости входного и выходного сопротивлений транзистора. В большинстве случаев влияние потерь становится существенным, когда согласуемые сопротивления малы и сравнимы с сопротивлением по постоянному току элементов согласующих цепей.

Приведенное обсуждение коснулось частных, но наиболее часто встречающихся на практике вопросов реализации согласующих цепей. В работе [131] приводятся соотношения для определения диссипативных потерь в более общих случаях, включающих широкополосное согласование и разработку фильтров, которые содержат несколько последовательно включенных резонансных секций (с использованием низкочастотного прототипа с чебышев-ской или максимально-плоской характеристикой). В специальных случаях проектирования согласующих цепей, содержащих множество реактивных элементов с потерями, целесообразно использовать машинные методы анализа, позволяющие определить КПД этих цепей с учетом добротности каждого элемента. Это особенно желательно при проектировании широкополосных цепей, добротность отдельных элементов которых изменяется с частотой. Например, в работе [80] приведен анализ широкополосного согласования мощного СВЧ ПТШ с учетом потерь в нескольких согласующих цепях, позволяющих трансформировать сопротивление 50 Ом вгшоть до величины 1 Ом и обеспечивать широкополосность до 60%. Все эти согласующие цепи обеспечивали одинаковый коэффициент трансформации, но содержали различное число реактивных элементов. Интересно отметить, что потери почти не зависели от числа элементов, если это число изменялось от двух (полоса 20%) до шести (60%).

В заключение рассмотрения потерь в согласующих цепях кратко остановимся на обсуждении зависимостей добротности элементов от частоты. Добротность индуктивных элементов =cjLIR, где i? пропорционально корню квадратному из частоты. Следовательно, добротность индуктивного элемента увеличивается пропорционально корню квадратному из частоты. Потери СВЧ конденсаторов, вьшолненных из высококачественных диэлектрических материалов, возникают в металлических обкладках. В данном случае эквивалентное сопротивление потерь включается последовательно с емкостью. Поэтому добротность конденсатора можно определить как 310



2р = (cl)C7?jjj.) ~. Поскольку увеличивается пропорционально корню квадратному из частоты, то добротность будет уменьшаться с ростом частоты пропорционально cj"/. На высоких частотах получение малых потерь в конденсаторах становится более трудной задачей. В GaAs полупроводниковых интегральных микросхемах нашли использование меж-слойные структуры (металл-дизлектрик-металл) и встречно-штыревые конденсаторы, выполненные на кристалле GaAs. Предварительные результаты, полученные в нескольких лабораториях, показали, что потери в данном случае у межслойных конденсаторов приводят к низким добротнос-тям {Qg «50), что нельзя объяснить только потерями в металлизационном слое. В данном случае потери в диэлектрике (или в GaAs подложке) тоже могут влиять на добротность [32].

Добротность микрополосковых цепей, в которых преобладающими являются потери в металлизационном слое, Q = Q/2oi соp/vR, где R - сопротивление на единицу длины; р - волновое сопротивление; и - фазовая скорость. В микрополосковой линии величины р и и слабо зависят от частоты, в то время как R увеличивается с частотой пропорционально корню квадратному из частоты. Следовательно, как и в случае индуктивного элемента, добротность микрополосковой линии пропорциональна корню квадратному из частоты.

Избирательность и широкополосность. При проектировании согласующих цепей ПТШ особенности выбора конфигурации этих цепей определяются требованиями щирокополосности устройств. Общие вопросы теории проектирования таких цепей с учетом ограничений предельного частотного диапазона для линейных усилителей на ПТШ были обсуждены в разд. 14.1. В данном случае представляется целесообразным рассмотреть ограничивающие широкополосность усилителей факторы, связанные с особенностями проектирования реальных СВЧ устройств. Здесь кратко обсудим некоторые из этих факторов, которью влияют на частотную избирательность типичных схем на ПТШ, включая пределы практической реализуемости элементов схем.

При проектировании таких цепей выбор их конфигурации должен базироваться на хорошем инженерном подходе, учитьшающем такие факторы, которые относятся непосредственно к данному объекту исследования. Хотя это положение и является очевидным, его практическая реализация далека от желаемой.

Например, чтобы оценить потенциальные возможности нового ПТШ, необходимо непосредственно определить (желательно без использования S-параметров) его максимально возможный коэффициент усиления. В данном случае можно воспользоваться относительно узкополосными согласующими цепями, которые позволяют достаточно просто и гибко согласовьгеать на отдельных частотах широкий спектр значений входных и выходных сопротивлений транзистора. Для этих целей не подходят одиночные микрополосковые цепи с неизменяемыми характеристиками, если только они не были предварительно оптимизированы для данного ПТШ (в последнем случае,



вероятно, измерения могут и не понадобиться) . Значительно чаще для согласования входных и выходных сопротивлений ПТШ используются трансформаторы сопротивлений, выполненные в виде микрополосково-коакси-альных, микрополосково-коаксиально-волноводных, коаксиальных или иных СВЧ устройств. Даже в этом случае достаточно предварительно согласовать данный ПТШ с помощью отрезка микрополосковой линии и индуктивности соединяющих проволочек, а с помощью трансформаторов сопротивлений только довести согласование до идеального. Кроме того, для оптимального согласования и обеспечения максимально возможного коэффициента усиления иногда используется включение в определенное место согласующей цепи (найденное экспериментально) и навесных конденсаторов, выполненных в виде металлизированных керамических кубиков. Поскольку при таком подходе согласующие элементы находятся от транзистора на расстоянии, измеряемом несколькими длинами волны, особенно в случае использования трансформаторов сопротивлений на основе волноводных устройств, то включаемые в цепи реактивности будут существенно частотно-зависимыми (т.е. значение реактивности будет резко изменяться с частотой). Поэтому чувствительность коэффициента усиления такого устройства к изменению частоты будет высока (получают полосу частот по уровню 3 дБ менее 10%). Тем не менее применение таких цепей показало хорошие результаты при оценке максимально возможного коэффициента усиления ПТШ на отдельных частотах.

В противоположность рассмотренному случаю проектирование широкополосных усилителей в интегральном исполнении с воспроизводимыми характеристиками требует размещения согласующих цепей в непосредственной близости к транзистору и выбора таких схемотехнических решений, которые легко реализуются на практике с достаточной точностью исполнения элементов цепей согласования. Выбор того или иного вида элементов согласующих цепей (микрополосковые линии, элементы с сосредоточенными параметрами или и то и другое) часто обусловлен их физической реализуемостью. Предварительное широкополосное согласование часто выполняется с помощью цепей на элементах с сосредоточенными параметрами. Это объясняется простотой решения задачи и возможностью применения полученных ранее табличных табулированных данных [130, 131,40].

Последуюшцй переход от элементов с сосредоточенными параметрами без потерь к эквивалентным им элементам с распределенными параметрами можно осуществлять, предполагая, что данные элементы имеют существенную частотную зависимость [179]. При этом индуктивности заменяются короткозамкнутыми шлейфами, а конденсаторы - разомкнутыми шлейфами с длинами менее Х/4. (Данный подход бьш досконально обсужден в литературе по проектированию фильтров и согласующих цепей [131], и здесь нет необходимости повторяться. Хорошее обобщение основ проектирования СВЧ фильтров можно найти, например, в [70].) С ростом частоты будет увеличиваться отличие характеристик цепей согласования на элементах с распределенными параметрами от характеристик соответствующих прототипов цепей на элементах с сосредоточенными параметрами. Кроме того,

.я 12





0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 [104] 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165

0.0036