Главная Промышленная автоматика.

= ==экв/?н. (5.46)

Здесь мы предполагаем, что усилитель работает на низких частотах, где реактивное сопротивление Скорр велико по сравнению с Rh- Мы предполагаем также, что входной сигнал f д настолько мал, что ic линейно зависит от Уд через крутизну экв.

Если крутизна не постоянна, а изменяется с изменением полярности сигнала Уд,то передаточная характеристика операционного усилителя будет иметь излом, как показано на фиг. 5.33, в. Здесь усиление операционного усилителя в отрицательном направлении выше, чем в положительном.

Переходное искажение, возникающее в выходном каскаде, может вызывать разрывность в передаточной характеристике (фиг. 5.33,г). Этот тип искажений обусловлен смещением, подаваемым в выходные транзисторы, которое заставляет их работать в режиме класса АВ или же класса В. Таким образом, характеристика выходного каскада вблизи начала координат нелинейна.

Влияние отличного от нуля напряжения сдвига иллюстрируется фиг. 5.33, д. Передаточная характеристика здесь больше не проходит через начало координат, а сдвинута на напряжение, равное входному напряжению сдвига Усдв-

Ограничение, вносимое компонентами, представлено на фиг. 5.33, е, где один или более каскадов усилителя входят в насыщение при напряжении на выходе, приближающемся к уровням источников питания. При достижении полного насыщения выходное напряжение ограничивается на уровне, который определяется главным образом напряжениями положительного и отрицательного источников питания.

Фиг. 5.33, ж показывает эффект гистерезиса, который наблюдается в усилителе в том случае, если прямой и обратный циклы передаточной характеристики не совпадают друг с другом. Наиболее вероятной причиной гистерезиса является локальный нагрев в транзисторных парах операционного усилителя. При увеличении напряжения у д один транзистор пары начинает проводить значительный ток и выделяет тепло. Когда ид уменьшается, этот транзистор проводит меньший ток и охлаждается, в то время как другой транзистор пары выделяет тепло (нагревается). На чипе устанавливается градиент температур, вызывающий смещение входного напряжения сдвига. Эффекты от этих практических ограничений сильно отклоняют передаточные

точную характеристику по часовой стрелке так, что наклон более не оказывается бесконечным (фиг. 5.33,6). Этот наклон может быть связан с коэффициентом усиления по напряжению в модели фиг. 5.32 через соотношение



характеристики операционного усилителя от идеальных. Различные эффекты, только что рассмотренные нами, называются статическими, так как они по существу являются ограничениями, отклоняющими от идеальных характеристики операционных усилителей на постоянном токе..

Динамические характеристики ...

Динамические отклонения от идеальных характеристик у операционных усилителей описываются в основном ограничениями полосы пропускания, переходной характеристики и скорости нарастания. Если идеальный операционный усилитель должен иметь бесконечную частотную характеристику, то почему же операционный усилитель корректируют, ограничивая его частотную характеристику? Причина здесь в том, что идеальный усилитель должен также иметь нулевой сдвиг по фазе (или по крайней мере меньше -180°) во всем бесконечном диапазоне частот, а это, очевидно, недостижимо. Задачей частотной коррекции является обеспечение петлевого усиления меньше единицы на частоте меньшей, чем та, при которой фазовый сдвиг достигает 180°.

На практике стремятся создать у характеристики операционного усилителя спад -6 дБ/октава почти во всем частотном диапазоне, где петлевое усиление превышает единицу.

Фиг. 5.34 показывает, для чего нужна коррекция. Частота первого полюса fi задана внутренней коррекцией. Если бы кривая фазового сдвига продолжала оставаться равной -90° далеко за частотой единичного петлевого усиления fz, то проблем не было бы. Однако в любом усилителе на некоторой частоте паразитная емкость и ограничения частотных свойств транзисторов приводят к тому, что наклон характеристики становится больше -6 дБ/октава и кривая фазового сдвига проходит через -180°.

Заметим, что на графиках используется «петлевое усиление», а не усиление без обратной связи. Это характеристика усилителя вместе с цепью обратной связи, и она сразу показывает, будет ли схема устойчива при замкнутой обратной связи. На фиг. 5.34, с фазовый сдвиг равен -180° на частоте меньшей, чем та, при которой усиление достигает О дБ (fz); таким образом, при замыкании обратной связи схема может возбуждаться. На фиг. 5.34,6 в усилителе проведена дополнительная коррекция, сдвину1вшая fi к более низкой частоте, но оказывающая небольшое (или вообще никакого) влияние на увеличение фазового сдвига на высоких частотах. В результате fz сдвигается к частоте меньшей, чем та, на которой сдвиг по фазе равен -180°, и мы можем быть уверены, что теперь схема устойчива.



Из фиг. 5.32 очевидно, что нижняя сопрягающая частота равна

2л;7?„Скорр

(5.47)

Так как величина R, определяемая входным и выходным сопротивлениями в точке коррекции,, очень велика, мы можем предположить, что fi будет значительно изменяться при изме-.

-6 дВ/октаба


Логарифм частоты

Логарифм частоты

Фиг. 5.34. Диаграммы Воде, о-недостагочыая коррекция; б-правильная коррекция.





0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 [66] 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144

0.0042